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Current noise of AD8099, a bipolar input amplifier. ... Current noise of AD8065, a FET input amplifier. ... Output referred voltage noise density. 设计资源 FET輸入放大器中的電流雜訊 ×四个简单的搜索技巧1.按下回车键或点击搜索按钮得到搜索结果2.点击此处指向搜索结果页面3.点击此处搜索您满意的结果4.使用右侧栏的删选功能精简搜索结果 FET輸入放大器中的電流雜訊 作者：ADI資深現場應用工程師KaungWin 問題： 為何我的設計在更高頻率下產生更大的雜訊？ 答案： IC設計工程師和電路設計人員都深知，電流雜訊會隨頻率增高而變大，但是由於關於此領域的資料過少，或者製造商提供的資訊不全，使得許多工程師很難瞭解其原因。

包括ADI在內的許多半導體製造商，其於產品資料手冊中，都在規格表裡提供了放大器的電流雜訊，一般是1kHz頻率時的雜訊。

但並非始終能夠指明電流雜訊參數從何而來。

究竟是透過測量得來？或者是理論推斷而來？而有些製造商則很明白地指出，他們是透過一個公式得來: 即散粒雜訊公式得出這些數值的。

一直以來，ADI都是採用這種方式提供大部分電流雜訊數值。

但這些計算出的數值是否等於各放大器在1kHz時的雜訊值？ 過去許多年，人們對於放大器中電流雜訊與頻率的關係越來越感興趣。

有些客戶和製造商假設FET輸入放大器的電流雜訊與雙極性輸入放大器的雜訊類似，例如，如圖1所示中的1/f或閃爍雜訊和平坦寬頻雜訊成分。

對於FET輸入放大器而言，但情況並非如此；如圖2所示，其雜訊呈現奇怪的雜訊形狀，人們對此不熟悉，且在許多模擬模型中，這些雜訊都被忽略。

圖1.雙極性輸入放大器AD8099的電流雜訊。

圖2.FET輸入放大器AD8065的電流雜訊。

測量設定是關鍵 在我們弄明白為何會如此之前，讓我們先快速查看一下測量設定。

需要確定易於複製、可靠的測量方法，以便在不同元件中重複使用這種測量。

可能需要使用DC417B單放大器評估板。

待測元件(DUT)採用的電源必須具備低雜訊、低漂移特性。

相較於切換開關電源，選擇線性電源更合適，如此，電源引入的特性變化（例如開關偽像）不會不會影響測量結果。

LT3045和LT3094是具備超高PSRR和超低雜訊的正負極輸出的線性穩壓器，可用於進一步降低來自線性電源的漣波。

透過單一電阻配置就可以使LT3045和LT3094實現高可到+15V，低可至-15V的輸出電壓。

這兩種元件是理想的實驗室電源，適用於低雜訊測量。

圖3.測量設定。

來自Ohmite(HVC1206Z1008KET)的10GΩSMT電阻被用於將DUT同相針腳上的電流雜訊轉化為電壓雜訊。

FET輸入型放大器的典型偏置電流約為1pA，相當於會產生0.57fA/√Hz典型雜訊 如果公式 正確的話。

10GΩ源極阻抗熱雜訊為     這為我們提供了測量電流的本底雜訊     這個值可以在後期處理中減去。

但是，如果電阻中由熱雜訊產生的電流雜訊在DUT的電流雜訊中佔主導地位，那麼則無法準確測量。

所以，至少需要電阻值達到10GΩ，才能測量出雜訊。

100MΩ源極阻抗熱雜訊約為1.28μV/√Hz(=12.8fA/√Hz)，但這不足以區分DUT和電阻雜訊。

此雜訊，如果不關聯，會以和方根(RSS)形式相加。

圖4和表1顯示了對兩個數值比的RSS影響。

n:n增加了約41%，n:n/2增加了約12%，n:n/3增加了約5.5%，n:n/5增加了約2%。

平均值足夠時，我們可能能夠從中抽取10%（0.57fA/√Hz和1.28fA/√HzRSS）。

圖4.基於兩個數值比的RSS增加。

表1.基於兩個數值比的RSS增加 值1 值2  RSS和 增幅%  n n 1.414n 41.42%  n n/2 1.118n  11.80%   n n/3  1.054n  5.41%  n n/4  1.031n  3.08%  n n/5  1.020n  2.00%  n n/6  1.014n  1.38%  n n/7  1.010n 1.02%  n n/8 1.008n  0.78%  n n/9  1.006n  0.62%  n n/10  1.005n  0.50%  為什麼結果如此奇怪？ 圖5顯示了使用AD8065設定的雜訊電壓密度，AD8065是一款145MHzFET輸入運算放大器，具備2.1pF共模輸入容抗。

10GΩ電阻熱雜訊為12.8μV/√Hz，直至電路板的輸入電容和插座雜散電容滾降電壓雜訊。

在理想地情況下，應該在–20dB/dec滾降，但曲線在約100Hz時開始改變形狀，在約100kHz走向平坦。

這是怎麼回事呢？直覺告訴我們，唯一能夠停止–20dB/dec滾降和實現平坦的方法是提供一個+20dB/dec斜坡。

電流雜訊正是提供這個斜坡關鍵，它隨頻率增加而增高，具有+20dB/dec斜率。

圖5.輸出參考電壓雜訊密度。

SR785動態訊號分析儀或FET儀器可用於測量輸出電壓雜訊；但是，低於7nV/√Hz的本底雜訊的儀器會更合適。

當DUT滾降的輸出電壓雜訊接近20nV/√Hz至30nV/√Hz時，我們希望分析儀本底雜訊增加到被測的雜訊量盡可能少。

3倍比率僅增加約5.5%。

雜訊域中最多可接受5%誤差（參見圖4）。

精妙之處在於反向計算 透過這種方式測量的話，繪製電流雜訊所需的兩個主要參數可透過一次測量獲得。

首先，我們獲取總輸入電容，即雜散電容和輸入電容的總和，反向計算滾降需要用到這個值。

即使存在雜散電容，也可以透過反向計算得到它的值。

輸入電容比10GΩ電阻更具主導性。

總阻抗將電流雜訊轉換成電壓雜訊。

因此，掌握總輸入電容非常重要。

其次，它顯示電流雜訊從何處開始占主導作用，亦即，從何處開始偏離–20dB/dec斜坡。

我們來看看圖5中採用此資料的示例。

3dB滾降點對應2.1Hz，與輸入中的 電容對應。

從資料手冊可以看出，共模輸入電容只有約2.1pF，這意味著存在約5.5pF雜散電容。

差分模式輸入電容被負反饋自舉，所以不會在低頻率下發揮作用。

採用7.6pF電容時，電流雜訊的阻抗如圖6所示。

圖6.並聯的10GΩ電阻和7.6pF輸入電容的總阻抗幅度。

採用在AD8065（圖5）上測量的折合到輸出端(RTO)的電壓雜訊，除以阻抗vs頻率（圖6），可得出在RSS中合併的AD8065和10GΩ電阻的等量電流雜訊（圖7）。

圖7.AD8065和10GΩ電阻的RTI電流雜訊。

移除10GΩ電流熱雜訊（詹森雜訊除以電阻值）之後，AD8065折合到輸入端的雜訊如圖8所示。

低於10Hz時，雜訊嚴重失真，這是因為我們嘗試從1.28fA/√Hz中剝離出0.5fA/√Hz至0.6fA/√Hz（在RSS比例中，為10%）的電流雜訊，其中只有100個平均值。

在15mHz至1.56Hz之間，存在400條具有4mHz頻寬的線。

即256秒/平均值！100個平均值，每個256秒，總共25,600秒，稍稍超過7個小時。

為何需要測量值低至15mHz，為何需要花費那麼多時間？10pF輸入電容和10GΩ電阻會構建一個1.6Hz低通濾波器。

低雜訊FET放大器具備大輸入電容，最高可達20pF，0.8Hz位置對應3dB點。

為了正確測量3dB點，我們需要往前增加十倍頻率裕量的測量值，亦即，一直降低到0.08Hz（或80mHz）。

如果我們觀察低於10Hz的模糊線條，可以透過以下方程式 確認0.6fA/√Hz。

使用這個公式計算電流雜訊並不全錯。

在一階近似值中，仍然顯示部件的低頻率電流雜訊行為，因為這個電流雜訊密度值是透過直流輸入偏置電流獲取的。

但是，在高頻率下，電流雜訊不符合此公式。

圖8.AD8605的RTI電流雜訊。

在更高頻率下，DUT電流雜訊比電阻電流熱雜訊更具主導性，電阻熱雜訊可以忽略。

圖9顯示了在10GΩ條件下折算到FET型運放輸入端的雜訊值，使用圖3所示的設定測量得出。

似乎大部分精密放大器的典型的雜訊性能為：100kHz時100fA/√Hz。

圖9.所選的ADI放大器的RTI電流雜訊。

當然，也會存在一些例外：LTC6268/LTC6269的電流雜訊為5.6fA/√Hz。

這些部件非常適合高速TIA應用，這些應用都需要高頻寬、低輸入電容和飛安級偏置電流。

圖10.LTC6268的折合輸入端電流雜訊。

這是FET輸入放大器中的所有電流雜訊嗎？ 高源阻抗應用中的總輸入電流雜訊主要來自4個電流雜訊源，到目前為止，我們已經介紹了2個。

帶有主要雜訊源的簡化TIA放大器等效電路如下方的圖11所示。

MT-050是一個介紹運算放大器噪音源的良好參考文檔。

圖11.帶有主要雜訊源的簡化TIA放大器。

來自FET輸入放大器(in_dut)的電流雜訊 電流雜訊的圖譜由放大器輸入級拓撲決定。

一般來說，電流雜訊在低頻率下保持平坦，但會隨著頻率升高而變大。

參見圖8。

最後，當放大器在更高頻率下耗盡增益時，雜訊以–20dB/dec滾降。

來自電阻(in_R)的電流熱雜訊 這可以使用電阻en_R的熱雜訊除以電阻值R的阻抗得出。

1MΩ產生約128fA/√Hz，10GΩ產生1.28fA/√Hz。

電阻的熱電壓雜訊在頻率範圍內非常平坦，直到電容以–20dB/dec滾降。

圖5顯示在10mHz至1Hz範圍之間這種行為的表現。

來自感測器(in_source)的電流雜訊 感測器也會產生電流雜訊，我們必須接受這個現實。

在頻率範圍內，雜訊可能表現為各種圖譜。

例如：光電二極體存在來自光電流IP的散粒雜訊Isn，以及來自分流電阻的暗電流ID和詹森雜訊Ijn。

1 來自放大器電壓雜訊本身的電流雜訊 來自放大器電壓雜訊的電流雜訊被稱為enC雜訊，在Horowitz和Hill撰寫的《TheArtofElectronics》（中文譯本為《電子學》）中有過詳細描述。

2與由電阻轉換為電流雜訊的電阻熱雜訊類似，放大器電壓雜訊en_dut由總輸入電容轉換成電流雜訊，其中包括感測器電容、板雜散電容和放大器輸入電容。

在第一階，我們使用     從這個公式，我們可以看出三點。

第一，電流雜訊隨頻率增加而升高，另一個電流雜訊成分隨頻率升高而增大。

第二，放大器的輸入電壓雜訊越大，電流雜訊也越大。

第三，總輸入電容越大，電流雜訊也越大。

由此得出電流雜訊的品質因數enC，其中放大器的電壓雜訊和總輸入電容是決定這個指標的關鍵要素。

TIA應用的電流雜訊圖形（忽略DUT電流雜訊）如圖12所示。

平坦部分主要是電阻雜訊     電容導致的電流雜訊為 以20dB/dec的斜率增加。

從兩個等式可以得出交越點的計算公式 圖12.頻率範圍內的enC雜訊。

根據Cin，enC可能高於或低於DUT電流雜訊。

對於反相放大器，例如TIA應用，Cdm沒有被自舉；即： 例如，在100kHz時，LTC6244的Ccm=2.1pF,Cdm=3.5pF,anden=8nV/√Hz，對應的enC電流雜訊為 這是遠低於80fA/√HzDUT電流雜訊 但是，連接光電二極體時，公式中會額外增加一個Csource或Cpd，然後需要重新計算電流雜訊。

即便Cpd僅僅有16pF的電容值，也會產生與DUT相等電流雜訊。

低速大面積光電二極體會存在100pF至1nF的PD等效電容，高速小區域光電二極體的PD等效電容為1pF至10pF。

總結 IC設計工程師和經驗豐富的電路設計人員都深知，在CMOS和JFET輸入放大器中，電流雜訊會隨著頻率的增高而增高，但由於關於此領域的資料過少，或者製造商提供的資訊不全，許多工程師很難瞭解其箇中原因。

本文的目標，是協助大家理解電流雜訊從低頻到高頻的特性，同時介紹一種可以重複測量運放電流雜訊的方法。

FurtherReading Choosingopampstogetthebestperformanceisnotasimpletask.Basedontheapplications,trade-offsareperformedbetweennoise,bandwidth,gain,andaccuracy.References1,2,3,4,5,6,and7,alongwithmanyamplifierdatasheets,detailhowthesetrade-offscanbemade. References 1PhotodiodeCharacteristicsandApplications.OSIOptoelectronics,August2007. 2PaulHorowitzandWinfieldHill.TheArtofElectronics,3rdedition.CambridgeUniversityPress,April2015. 3ADA4530-1DataSheet.AnalogDevices,Inc.,November2019. 4CN-0407.AnalogDevices,Inc.,February2019. 5"ADA4530-1R-EBZUserGuide:UG-865."AnalogDevices,Inc.,October2015. 6"MT-050:OpAmpTotalOutputNoiseCalculationsforSecond-OrderSystem."AnalogDevices,Inc.,February2009. 7LowLevelMeasurementsHandbook:PrecisionDCCurrent,Voltage,andResistanceMeasurements.Tektronix,Inc.,February2016. Brisebois,Glen."SignalConditioningforHighImpedanceSensors."AnalogDevices,Inc.. Brisebois,Glen."TransimpedanceAmplifierNoiseConsiderations."AnalogDevices,Inc.. 致謝 Kaung非常感謝GlenBrisebois和AaronSchultz提供的支援，以及HenrySurtihadi、ScottHunt、BarryHarvey、HarryHolt、PhilipKarantzalis和JordynAnsari對本文的貢獻。

附錄 在高阻抗環境中，要測量得出FET輸入具備10GΩ阻抗雜訊，需要注意環境和細節。

在典型的單個放大器針腳佈局中，Pin3(Vin+)鄰近Pin4(V–)。

沒有保護環時，板的佈局非常重要。

掃描電源時，會發現輸出端存在明顯的直流偏移。

10GΩSMD最開始與V–（圖13中的R10）並聯焊接，所以焊錫膏洩漏不可接受。

所以，10GΩSMD被移動到另一個位置(R8)，由此消除洩漏。

ADA4530-1（靜電計級放大器，在85°C時為20fA）的資料手冊顯示了所有與焊錫膏選擇、污染、濕度影響有關的預防錯誤，以及其他與高阻抗測量有關的有趣細節。

資料手冊和使用者指南UG-865，以及電路筆記CN-0407都非常值得研讀。

Figure13.Measurementsetup. 具有高阻抗、不隔音的元件非常易受擦電效應、壓電效應或微音效應影響。

有一天，我的鑰匙偶然落地，其設施設備顯示的雜訊譜在人可聽到的頻率範圍內（1kHz和以上）出現了一個尖峰。

我本不認為在高阻抗FET運放前掛一個10GΩ電阻的雜訊測量電路會對聲音很敏感。

但為了再次確認一下，我吹了個口哨。

在1kHz至2kHz之間測量到了一個尖峰。

即使在有大量平均值的情況下，一聲尖銳口哨也會令SR785的CRT螢幕上出現雜訊尖峰。

CN-0407中提到的氣密玻璃電阻是消除壓電/摩擦電效應的更好選擇。

為了確認起見，我使用筆記型電腦的麥克風測量實驗室環境雜訊，使用MATLAB®處理資料，最後發現雜訊與測量結果非常對應。

結果顯示，在768Hz時出現雜訊尖峰，其他頻率如圖14所示。

罪魁禍首是距離工作臺幾公尺遠的大型空調管。

為了確定雜訊不是來源於我的筆記型電腦，我選擇進入公用電話間這個最安靜的地方採集雜訊資料。

結果，未捕獲之前在768Hz位置上的雜訊尖峰。

其他頻率的雜訊尖峰也至少低了100倍。

圖14.實驗室雜訊。

圖15.電話亭噪音。

圖16.折合輸出端雜訊電壓密度，無隔音屏障。

圖17.折合輸出端雜訊電壓密度，有隔音屏障。

要衰減可聽雜訊，可以使用Temptronix盒。

此盒已經熱隔離，內部不存在大量氣流。

我只需要它能夠隔離足夠的聲音，以免麥克風的聲音效果進入測量結果。

它確實發揮了這樣的作用。

請參見圖16和圖17。

關於儀器儀錶的特定問題： FET輸入放大器具有pA級的輸入偏置電流。

10pA透過10GΩ電阻產生的失調電壓體，現在放大器的輸出端也只有大約100mV。

SR785具有交流耦合特性，可以去除此直流偏置，並在–50dBV峰值（3.2mV峰值）的較佳量程範圍內測量輸出雜訊。

但是，交流耦合特性會影響到不足1Hz的頻率，導致難以確定平坦的12.8μV/√Hz頻率範圍和讀取到3dB的滾降轉捩點。

必須使用直流耦合，但是直流耦合不能使用儀器儀錶中較佳的靈敏度範圍。

1mHz被動濾波器由兩個串連270μF有極性電容（135μF電容）和一個1MΩ電阻構成，被置於DUT和SR785的輸出之間。

由於電容的長導線會產生更大的電流迴路面積，這會導致SR785CRT螢幕在20kHz頻率下的諧波產生的磁場干擾到此電流環路，從而產生輻射干擾雜訊。

由於磁場從本質上呈三維特性，所以改變無源濾波器盒的角度以及旋轉它可以解決此問題。

請注意查看圖18中呈角度的藍色盒子。

簡直屬於E&M黑魔法！ 圖18.旋轉的篩檢程式盒對磁場的靈敏度較低。

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