頻率響應、零極點和系統穩定性 - 台部落
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考慮一個由一個零點和兩個極點組成的系統,在極座標上表示爲下圖:. 從上圖中可以看出傅立葉變換和拉普拉斯變換的關係: 傅立葉變換爲拉普拉斯變換在s ...
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電子學
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頻率響應、零極點和系統穩定性
原創
greatxiaoting
2018-11-0415:42
#一、Laplace變換
如圖所示一個低通濾波器,列基爾霍夫方程,得到線性微分方程:
CdVCdt+VRR=0CdVCdt+VRR=0
正是因爲電感電容的存在,使得電路方程出現微分、積分項。
而Laplace變換將微分方程轉化爲線性代數方程,成爲快速求解微分方程的有力工具。
但是列出電路的微分方程之後再進行Laplace變換,求解之後再進行反變換仍然很複雜,聰明的電子工程師們便想到直接將電路中的電阻器(R)、電容器(C)和電感元件(L)變換到s域。
R
L
C
R
sL
1sC1sC
於是這個電路可以看作一個分壓器
VC(s)Vin(s)=1/CsR+1/Cs=11+RCsVC(s)Vin(s)=1/CsR+1/Cs=11+RCs
下面便引出系統的傳輸函數。
二、傳遞函數
對於最簡單的連續時間輸入信號 x(t)x(t) ,和輸出信號 y(t)y(t) 來說傳遞函數 H(s)H(s) 所反映的就是零狀態條件下輸入信號的拉普拉斯變換X(s)=L{x(t)}X(s)=L{x(t)} 與輸出信號的拉普拉斯變換 Y(s)=L{y(t)}Y(s)=L{y(t)} 之間的線性映射關係:
Y(s)=H(s)X(s)Y(s)=H(s)X(s)
或者
H(s)=Y(s)X(s)=L{y(t)}L{x(t)}H(s)=Y(s)X(s)=L{y(t)}L{x(t)}
而當系統爲封閉迴路的負反饋系統時:
由上圖可得:
Y(s)=Z(s)G(s)⇒Z(s)=Y(s)G(s)Y(s)=Z(s)G(s)⇒Z(s)=Y(s)G(s)
X(s)−Y(s)H(s)=Z(s)=Y(s)G(s)⇒X(s)=Y(s)[1+G(s)H(s)]/G(s)X(s)−Y(s)H(s)=Z(s)=Y(s)G(s)⇒X(s)=Y(s)[1+G(s)H(s)]/G(s)
⇒Y(s)X(s)=G(s)1+G(s)H(s)⇒Y(s)X(s)=G(s)1+G(s)H(s)
三、零極點
傳遞函數可以寫成如下更加普遍的形式:
X(s)=N(s)D(s)=M∏Ri=l(s−βi)∏Rj=l(s−αj)X(s)=N(s)D(s)=M∏i=lR(s−βi)∏j=lR(s−αj)
所有讓分母 D(s)D(s) 爲0等點 szsz 爲系統的零點;
所有讓分子 N(s)N(s) 爲0等點 spsp 爲系統的零點;
考慮一個由一個零點和兩個極點組成的系統,在極座標上表示爲下圖:
從上圖中可以看出傅立葉變換和拉普拉斯變換的關係: 傅立葉變換爲拉普拉斯變換在s平面虛軸 jωjω 上的求值。
由此,引出波特圖。
四、波特圖
從上圖中可以看到,系統的傳遞函數 H(Jω)H(Jω) 其實就是將複平面中極點零點到虛軸上某一點的向量相乘除:
H(jω)=N⃗ M1→M2→=z1−jω(p1−jω)(p2−jω)H(jω)=N→M1→M2→=z1−jω(p1−jω)(p2−jω)
表示爲幅度(取對數)和相位:
20log10|H(jω)|=20log10|z1−jω||p1−jω||p2−jω|20log10|H(jω)|=20log10|z1−jω||p1−jω||p2−jω|
∠H(jω)=ej(α1−α2−α3)∠H(jω)=ej(α1−α2−α3)
其中 α1,α2,α3α1,α2,α3 爲圖中向量的角度,由此便可以畫出波特圖。
下面以一個低通RC濾波器電路舉例:
H(jf)=11+j2πfRCH(jf)=11+j2πfRC
ωc=1RCωc=1RC
H(jω)=11+jωωcH(jω)=11+jωωc
畫出波特圖如下:
下面介紹如何得到上圖。
增益圖
AvdB=20log|H(jω)|=20log1∣∣1+jωωc∣∣AvdB=20log|H(jω)|=20log1|1+jωωc|
=−20log∣∣∣1+jωωc∣∣∣=−10log[1+ω2ω2c]=−20log|1+jωωc|=−10log[1+ω2ωc2]
在角頻率小於ωcωc 時,因ωωcωωc 項較小,相對1而言可以忽略,因此其增益值爲定值1,在增益圖上是一條位在0dB的水平線
在角頻率大於ωcωc 時,因ωωcωωc 項較大,相對而言1可以忽略,因此式子簡化爲 −20logωωc−20logωωc ,是斜率爲-20dB/十倍頻的斜線
在角頻率等於ωcωc 時,−10log[1+ω2ω2c]=−10log2=−3dB−10log[1+ω2ωc2]=−10log2=−3dB,因此該點爲-3dB轉折點
相位圖
φ=−tan−1ωωcφ=−tan−1ωωc
其中 ωω , ωcωc 分別是輸入角頻率及截止角頻率。
當輸入角頻率遠小於截止角頻率時,ωωcωωc比例的數值很小,因此相位角接近零度。
當頻率增加,相位角的絕對值也隨之增加。
在時 ω=ωcω=ωc 時爲-45度。
當輸入角頻率遠大於截止角頻率時,相位角會趨近-90度。
關於波特圖一點說明
注意 :通常我們說波特圖中遇到一個極點幅度開始以20dB/十倍頻的斜率下降,在極點處相移爲-45度;零點則是幅度上升,相移45度。
有人會疑問零點、極點不應該使得傳遞函數爲零或者無窮大嗎?
其實從s平面那幅圖可以看出,其實我們所謂的在波特圖中遇到的零點極點,並不是s平面中由傳遞函數公式求解出的零點極點。
只有當零點或者極點真的出現在虛軸 jωjω 上時,該頻率的輸入纔會導致零輸出或者無窮大輸出。
五、穩定性
巴克豪森判據:
對於一個負反饋系統:
YX(s)=H(s)1+βH(s)YX(s)=H(s)1+βH(s)
如果 βH(s)=−1βH(s)=−1 則增益爲無窮,電路產生振盪,此條件可表達爲:
|βH(s)|≥1|βH(s)|≥1
∠βH(s)=−180o∠βH(s)=−180o
上式可以理解爲,輸入信號經過正向通路以及反饋迴路一圈之後相移360度(環路增益的180度以及負反饋疊加點的180度),使得負反饋變成正反饋。
此時如果環路增益的幅度大於1,則在輸入信號上不斷疊加一個放大了的信號,一個發散的數列不斷疊加必然是無界的。
因此,避免振盪的放法就是在環路增益相移180度時,保證其幅度小於1。
(收斂序列求和是有界的)
上圖中定義了“增益交點GX“、“相位交點PX“、“相位裕度PM“等概念。
(注意上圖爲環路增益的波特圖)
奈奎斯特判據
如果將波特圖繪製到極座標系中,可以得到奈奎斯特圖:
圖中紅色的線爲傳遞函數曲線,其與單位圓的交點爲GX點,與實軸的另一交點爲PX點,並且能直觀地看出相位裕度,增益裕度。
另外如果-1這個點不被傳遞函數曲線包圍,則系統是穩定的。
六、反饋、相位裕度、穩定性的關係
相位裕度
此處參照sansen書中方法
定義開環增益
AO=GAO=G
閉環增益
Ac=G1+GH≈1HAc=G1+GH≈1H
所以
dB(AOAc)=dB(AO)−dB(Ac)≈dB(GH)dB(AOAc)=dB(AO)−dB(Ac)≈dB(GH)
圖中 AOAO 曲線與 AcAc 曲線差就是環路增益,因此兩條曲線(實線)交點對應的頻率,也即AO/Ac=1AO/Ac=1,就是環路增益降到單位增益的頻率。
這個點就是增益交點,可以從這個點看相位裕度。
(思考的切入點:讓兩條曲線相交,其實在數學上是讓兩個函數相等)
GBW
上圖定義出增益帶寬積,在閉環增益(Y/X)圖中,爲主極點的下降曲線與橫軸的交點出的頻率(單位增益)。
20logAO−10log(1+(ωωmajor)2)=020logAO−10log(1+(ωωmajor)2)=0
得出
ω≈AO×ωmajor≈Ac×ωcω≈AO×ωmajor≈Ac×ωc
注意:
-GBW點其實是約等於的結果,但在對數圖中可以看作不變。
-另外,對於多極點系統,還是看第一個主極點延長線與實軸的交點,即GBW=ω1⋅AOGBW=ω1⋅AO。
-反饋係數改變,閉環增益相位曲線 ∠YX(jω)∠YX(jω) 是會改變的;而環路增益相位曲線 ∠βH(jω)∠βH(jω) 不變。
-sansen書中看閉環增益轉折點求PM,其實它對應的是開環增益的相位圖,如下圖,所以不要被迷惑。
之所以這樣,是因爲雙極點系統,總相移肯定是180度。
而180度相移點是第二個極點再往右,若f2出現在GBW點右側,則系統相對比較穩定。
相位裕度、極點位置、尖峯相互關係
環路增益越大(圖中兩條曲線相差越寬),PM越小。
當PM很小的時候,閉環增益曲線就會產生尖峯。
開環增益
H(jω)=AO(1+jωω1)(1+jωω2)H(jω)=AO(1+jωω1)(1+jωω2)
閉環增益
YX=H1+βH=AOβAO+jω(1ω1+1ω2)+(jω)2ω1ω2YX=H1+βH=AOβAO+jω(1ω1+1ω2)+(jω)2ω1ω2
因爲 AO×ω1=GBWAO×ω1=GBW,所以
YX≈11+jωβGBW+(jω)2βGBWf2YX≈11+jωβGBW+(jω)2βGBWf2
=11+2ζωnjω+(jω)2(ωn)2=11+2ζωnjω+(jω)2(ωn)2
其中 ζζ 爲阻尼因子,ωnωn 爲諧振頻率。
PM的求解需要解釋一下:
因爲 PM=180o+∠H(GX)PM=180o+∠H(GX),而對於雙極點系統,有
∠ω=e−j(arctanωω1+arctanωω2)∠ω=e−j(arctanωω1+arctanωω2)
而對於 ω=GXω=GX 這個點,因爲 GX>>ω1GX>>ω1 所以第一級已經達到90度相移。
另外
GX=ω1(1+βAO)≈βω1AO=β⋅GBWGX=ω1(1+βAO)≈βω1AO=β⋅GBW
所以
PM=180o−90o−arctanGXω2=90o−arctanβ⋅GBWω2PM=180o−90o−arctanGXω2=90o−arctanβ⋅GBWω2
可得
ωn=GBW⋅ω2⋅β−−−−−−−−−−−√ωn=GBW⋅ω2⋅β
ζ=12ω2GBW⋅β−−−−−−−−√ζ=12ω2GBW⋅β
PM=90o−arctanβ⋅GBWω2PM=90o−arctanβ⋅GBWω2
結論
由信號系統知識可知:
ζ>1ζ>1,二階系統爲兩個實數極點,其實是兩個一階系統相乘;對應情況爲第二個極點 ω2ω2 非常遠(比如3GBW處,此時相位裕度60度~70度);
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